Підсилювач з вихідною потужністю 20 Вт являє собою розробку, виконану компанією Milliard для активізації продажів пентодов типу EL34. Існує велика ступінь схожості між цією розробкою, підсилювачем Milliard 5-10 (потужність 10 Вт, використаний пентод типу EL84) і поруч підсилювачів серії Leak (рис. 7.24).

Вхідний каскад зібраний на пентоді типу EF86, який забезпечує високу чутливість, але відповідальний за незадовільні шумові характеристики даного підсилювача. Велика частина резисторів, які задають зсув на катоді, шунтувати, так як це, крім усього іншого, дозволяє знизити величину коефіцієнта посилення по напрузі від приблизно 120 до 33, якого виявляється більш ніж достатньо для такого значення коефіцієнта посилення при розімкнутому ланцюзі зворотного зв'язку, яка могла б бути використана для зменшення спотворень, що виникають у вихідному каскаді. Без додаткових ускладнень пентод має вихідний опір порядку 100 кОм, і працює на ємнісне навантаження величиною приблизно 50 пФ, утворену фазоінверсним каскадом, що забезпечило б частоту зрізу 32 кГц, але яка, за рахунок використання стандартних компенсуючих елементів у ланцюзі анодного навантаження, була змінена.

Кілька незвичній особливістю цієї конструкції є те, що розв'язує конденсатор ланцюга сітки, що екранує включений між сіткою і катодом, а не між сіткою і землею. У переважній більшості лампових схем, катод по змінної складової з'єднаний з землею, і тому немає причин, за якими розв'язує конденсатор в ланцюзі екрануючої сітки не опинився б з'єднаним по змінному струмі з землею. У цій же схемі на катод вводиться досить ефективна негативний зворотний зв'язок і тому сітковий конденсатор повинен бути підключений до катода для того, щоб підтримувати різницю потенціалів між екрануючої сіткою і катодом на нульовому рівні по змінної складової, в іншому випадку на екранує сітку впливала б позитивний зворотний зв'язок.

Фазоинвертор з катодного зв'язком виконаний спільно з предпідсилюючий каскадом на подвійному тріоді типу ЕСС83. При симетричному навантаженні з боку вихідного каскаду коефіцієнт посилення по напрузі такого фазоінвертора - підсилювача буде дорівнює 27 по кожному виходу.

Резистори анодного навантаження лампи ЕСС83 спеціально не модифіковані з метою добитися ідеального балансу. За умови, що сіткові резистори витоку вихідного каскаду з опором 470 кОм включені паралельно з резисторами анодного навантаження величиною 180 кОм, то ефективний опір анодного навантаження складе 130 кОм.

Використовуючи раніше виведену формулу можна показати, що величина динамічної анодного навантаження правої половини лампи ЕСС83 буде на 3% вище, і значення опору її анодного навантаження складе 187 кОм. Компанія Milliard дійсно обгрунтувала це в [8] але, можливо, порахувала, що велика частина розробників не матиме доступу до дорогих прецизійним резисторам.

Ємність вихідного каскаду становить приблизно 30 пФ, а предпідсилюючий каскад при симетричному навантаженні має вихідний опір 53 кОм, що відповідає частоті зрізу приблизно 100 кГц, що абсолютно неприпустимо за критерієм стійкості до можливих автоколебаниям в високочастотної області. При асиметричній навантаженні вихідний опір зростає до значення приблизно 90 кОм, що знижує частоту зрізу до значення приблизно 60 кГц.

При аналізі роботи предпідсилюючий каскаду підсилювача потужності виникає питання, чи дійсно він може забезпечити необхідний вхідний рівень для вихідного каскаду при прийнятних нелінійних спотвореннях. Напруга 85 В падатиме на загальному резисторі ланцюга харчування, що має опір 82 кОм, але з урахуванням значення високовольтної напруги анодного живлення, залишається ще 325 В, які будуть підведені до анодному ланцюзі. З урахуванням номіналів компонентів каскаду, лампі задана робоча точка при анодній напрузі 240 В на навантажувальної лінії, відповідної навантаженні величиною 180 кОм. При проведенні динамічної лінії при навантаженні 130 кОм через ту ж точку видно, що каскад буде створювати спотворення другий гармоніки, які становлять приблизно 4% від загального вхідного сигналу (Vout = 18 В середньоквадратичного значення), - якщо тільки він не працює в якості операційного підсилювача. У той же час, при номінальному режимі, компанія Mullard оголосила про рівень спотворень 0,4% для всієї схеми каскаду попереднього посилення.

Хоча заявлений рівень спотворень можна прийняти як прийнятний, предпідсилюючий каскад володіє рівнем перевантажувальної здатності тільки в 10 дБ. Коли посилення вихідного каскаду починає падати через вплив зворотного зв'язку, що вводиться в катодний ланцюг вхідного каскад, то або вхідна ємність навантажує предпідсилюючий каскад, (практично це можливо, коли підсилювач при роботі зміщується в режим класу В), або, через недостатню індуктивності первинної обмотки вихідного трансформатора, петля межкаскадной зворотного зв'язку намагається відкоригувати посилення, подаючи більший рівень вхідного сигнал у вихідний каскад, але вихідний запас щодо посилення в 10 дБ буде поступово перевищений, ч про призведе до збільшення рівня спотворень.

Схема предпідсилюючий каскаду призначалася для підсилювача з високою чутливістю, на працездатність якого не могло б вплинути навіть дію зворотного зв'язку з коефіцієнтом передачі 30 дБ, що могло бути реалізовано за рахунок компромісу щодо інших характеристик. Тоді як підсилювачі Williamson жертвували стійкістю на догоду лінійності, в підсилювачах Milliard 5-20 стійкість досягалася за рахунок лінійності.

У вихідному каскаді використовуються дві лампи типу EL34, включені по так званій ультралінейной схемою Блюмлейна, в якій для мінімізації спотворень використаний відвід від точки, що відповідає 43% кожної обмотки вихідного трансформатора, до якого підключається екранує сітка лампи. На відміну від схеми Williamson в підсилювачі Mullard 5-20 не передбачена можливість для підстроювання або встановлення балансу напруг зсуву плечей, що можна розглядати, як недолік конструкції.

Управління рівнем зсуву досягається за рахунок підключення катодів до спільної точки і використанням частини сіткового зсуву для встановлення балансу. Так як зміщення точно задається резисторами, то відсутня саморегуляція струму зміщення, і в міру старіння ламп потрібне проведення регулювальної операції по відновленню балансу. Коротше кажучи, передбачена регулювання вимагає, щоб ця операція виконувалася регулярно, що було б зручніше при установки під-строечно потенціометрів.

На противагу всьому, в підсилювачі Mullard 5-20 використовуються окремі резистори катодного зміщення ламп вихідного каскаду і схема автоматичного зміщення, що забезпечує підтримку анодних струмів на точно задаються, і, отже, рівних значеннях. На практиці, такий підхід виправдовує себе, хоча він і не дає можливості забезпечити такий же низький рівень спотворень, обумовлених подмагнічіва-ням сердечника трансформатора, який досягається тільки в повністю врівноваженою (збалансованої) схемою, в якій передбачені відповідні налаштування.

Вже згадана конструкція насправді має дуже незручну межу, так як індивідуальні резистори катодного зміщення утворюють послідовну негативний зворотний зв'язок, що впливає на вихідні лампи і збільшує їх вихідні опору. Вихідний трансформатор міг би бути змінений, щоб забезпечити точне узгодження з навантаженням, але це небажано, так як це вимагало б більш високого значення відносини числа витків первинної обмотки трансформатора до числа витків вторинної, а це зробило б набагато складніше завдання досягнення високої якості трансформатора. Для виключення згаданої зворотного зв'язку по змінному струмі, резистори катодного зміщення повинні бути шунтовані конденсаторами, а ось тут-то якраз і починаються проблеми.

Як відомо, конденсатор проводить змінний струм, його провідність залежить від частоти, на дуже високих частотах величина опору прагне до дуже малому значенню і дію зворотного зв'язку менш ефективно; зі зменшенням частоти змінного струму величина опору конденсатора зростає і робить дію зворотного зв'язку, що виникає за рахунок катодного автосмещенія, на дуже низьких частотах досить ефективним. Так як вихідний каскад узгоджений з величиною навантаження, то дія зворотного зв'язку негайно викликає зростання спотворень і зниження вихідної потужності через що виникає неузгодженості. Очевидним рішенням проблеми є установка конденсатора з таким великим значенням ємності, щоб ослаблення зворотного зв'язку в області низьких частот для такої комбінації елементів було б свідомо великим на всіх корисних частотах, можливо, аж до частоти 1 Гц. З огляду на, що конденсатор утворює ланцюг з паралельно включеними опорами резистора R4 і еквівалентного опору лампи rk, можна розрахувати потрібну установку.

Для пентода значення rk = l / gm, для стандартного вихідного пентода даного типу крутизна характеристики в робочій точці gm = 10 мА / В, отже, можна прийняти, що rk ~ 100 Ом. Це опір включено паралельно з резистором зміщення, який має опір приблизно 300 Ом. Їх загальний опір складе 75 Ом. Отже, для частоти придушення 1 Гц ємність конденсатора становила 2000 мкФ.

Конденсатори з ємністю 2000 мкФ і робочою напругою 50 В в той час, коли розроблявся цей підсилювач, не відбувались і тому не могли бути встановлені. Зараз вони легко доступні, але існують дві причини, за якими краще використовувати конденсатори з меншими значеннями ємності:

• конденсатор з ємністю 2000 мкФ крім ємнісного опору має значну іцпуктівность, що робить дію зворотного зв'язку на високих частотах досить ефективним. Однак ця проблема може бути порівняно просто вирішена установкою електролітичного конденсатора, що має малу іцпуктівность і розробленого для використання в імпульсних джерелах живлення, і наступним його шунтуванням конденсатором малої ємності;
• друга причина набагато підступніше. Якщо через перевантаження вихідний каскад змушений перейти в клас В, потенціал на кожному катоді прагнути зміститися в область більш позитивних значень. Тому він не зможе більше утримувати лампу замкненою, але, без сумніву, зможе утримувати її відкритою. Катодні конденсатори згладжують ці зміни шляхом незначного збільшення постійної напруги зміщення, що ще сильніше зміщує лампу в область класу В, тобто проблема продовжує існувати. Цей ефект може проявитися в тому, що короткочасне перевантаження може викликати спотворення наступних фрагментів підсилюються сигналів, незважаючи на те, що вони спочатку нормально укладалися в параметри підсилювача. Якщо ємність конденсатора катодного зміщення буде збільшена, час відновлення режиму після перевантаження збільшиться. Теоретично можна вважати, що підсилювач ніколи не перевантажується і проблема носить надуманий характер, але на практиці час від часу перевантаження невідворотно відбувається і цей ефект необхід імо враховувати.

Ідеальним рішенням проблеми було б використання зовнішнього пристрою зсуву керуючих сіток ламп, робота якого управлялася б їх катодних струмом. Але, для відстеження величин катодних струмів, значення опору резистора катодного резистора може бути зменшено до значення, рівного, або менше, ніж 1 Ом, після чого він вже не зміг би утворити значну за дією зворотний зв'язок, а величину струму в ньому (для створення сигналу управління пристрою зовнішнього сіткового зсуву) можна було б оцінювати, використовуючи операційний підсилювач. Останній мав би несиметричний обмежувач так що, коли лампа переходить в класі В і відсікає від сигналу половину періоду, обмежувач додає частина сигналу другого напівперіоду, перед тим як передати опрацьований сигнал на інтегратор. Інтегратор може мати значення постійної часу RC-ланцюга з будь-яким обраним значенням, і значення 10 з не є чимось винятковим. Вихідний сигнал інтегратора представляє згладжене постійна напруга, пропорційне силі анодного струму, яке порівнюється зі значенням заданого опорного напруги. Різниця рівнів двох сигналів управляє підсилювачем, вихідний сигнал якого задає негативний зсув на сітці вихідної лампи.

Якщо анодний струм однієї з ламп задається у вигляді різницевого сигналу, то друга лампа, або група ламп, може також використовувати цей різницевий сигнал, який потім забезпечує баланс анодних струмів. Збільшення складності схеми скупається (правда, частково) поліпшеними вихідними характеристиками і зниженням необхідного високовольтної напруги, так як схема катодного зміщення не використовує напруга високовольтного джерела живлення. Схема реалізації такого пристрою наведена на рис. 7.25.

Дана схема розраховувалася, виходячи із значення анодного струму 40 мА, що визначається по падінню напруги величиною 40 мВ на еталонному резисторі, що має опір 1 Ом. Інша частина схеми грунтується саме на величині сигналу 40 мВ, отже, якщо необхідно фіксувати інше значення струму, необхідно використовувати еталонний резистор з іншим значенням опору. Посилення операційного підсилювача типу 5534 становить 100 раз і посилює середнє значення постійної напруги до рівня 4 В, а амплітудне значення змінного струму до 8 В. Піки з напругою понад 8 В зрізаються діод-транзисторної схемою фіксації рівня, тоді як друга половина періоду була вже зрізана (відсічена) лампою. Сигнал з обмеженням рівня інтегрується ланцюгом, що складається з резистора 2,2 МОм і конденсатора 470 пФ, постійна часу t якої буде дорівнює 6,5 с.

Операційний підсилювач типу 071 порівнює згладжене постійна напруга з опорним, отриманим віддільника напруги, а отриманим в результаті порівняння сигналом управляє роботою транзистора, що задає зміщення на лампі. Опорна напруга фіксації, що задається змінним резистором 2 кОм, вимагає настройки, щоб забезпечити незмінний анодний струм при всіх робочих режимах. Хоча дана схема була розрахована, щоб забезпечити напруга зсуву - 11 В, останнім легко може бути змінено (в разі необхідності отримання більш негативного напруги зсуву) шляхом заміни резистора колекторної навантаження транзистора ланцюга зміщення; при цьому інших змін у схемі не буде потрібно.