1. Силова електроніка №3'2008 Стаття присвячена проблемам створення джерел живлення для деяких класів...
2. Короткий огляд джерел вторинного електроживлення для високочутливої ​​апаратури
3. Особливості проектування імпульсних джерел живлення з низьким рівнем пульсацій і перешкод
4. Імпульсний ІВЕ потужністю 15 Вт з малим рівнем пульсацій і перешкод на основі однотактного квазірезонансного...
5. Екранування імпульсних джерел живлення
6. література

Силова електроніка №3'2008

Стаття присвячена проблемам створення джерел живлення для деяких класів апаратури, що вимагають застосування блоків живлення з низьким рівнем вихідних пульсацій і перешкод. Наведено особливості проектування імпульсних джерел живлення з низьким рівнем пульсацій і перешкод на виході. Показано, що головним після вибору оптимальної структури силової частини джерела живлення є виконання високоефективного вихідного фільтра і оптимізація конструкції й електромонтажу. Проводиться оцінка деяких AC / DC перетворювачів напруги з поліпшеними показниками електромагнітної сумісності. Дається короткий опис однієї зі схем оптимальної структури з точки зору мінімізації пульсацій і перешкод в спектрі вихідної напруги перетворювача джерела живлення.

Основні вимоги до електроживлення високочутливої ​​апаратури

В даний час електроживлення переважної частини радіоелектронної апаратури здійснюється від імпульсних джерел вторинного електроживлення (ІВЕ). Такі джерела мають високі значення ККД (від 70 до 86% і більше) і масо-габаритних показників (питома потужність 100-400 Вт / дм3 і більше). Однак вони мають підвищений рівень як високочастотних (ВЧ) перешкод на мережевому вході, так і ВЧ-пульсацій і імпульсних перешкод на їх виході (як правило, близько 0,5-2%). Разом з тим деякі класи апаратури вимагають застосування джерел живлення з набагато більш низьким рівнем пульсацій і електромагнітних завад (надалі - перешкоди). Зокрема, такі джерела потрібні для електроживлення прецизійної високочутливої ​​апаратури: датчиків фізико-хімічного складу речовин, спектральних приладів, підсилювально-вимірювальних трактів (каналів) і т. П. Вони необхідні для використання в аналогових і аналогоцифрового пристроях і системах, в яких мінімальний рівень сигналу становить частки і одиниці мілівольт.

Справді, для 12-розрядного АЦП рівень шумів і перешкод, приведений до входу, повинен бути менше 1/2 одиниці молодшого значущого розряду (МЗР). Іншими словами, в АЦП при вихідній напрузі ± 10 В (живлення від ± 15 В) допустиме значення шумів і перешкод повинно бути менше 0,5 мВ (від піку до піку - скорочено «п-п») в робочій смузі частот АЦП. Відповідно, для 14-розрядного АЦП рівень шумів і перешкод повинен бути Кпп.u = 90-110 дБ). Однак значення цього коефіцієнта нормується, як правило, на низькій частоті (наприклад, при 20 Гц).

При спектрі пульсацій і перешкод напруги харчування в сотні кілогерц - одиниці мегагерц величина їх придушення в ОУ і інших аналогових мікросхемах різко падає. З огляду на вимірювання для деяких типів аналогових мікросхем, можна вказати, що величина Кпп.u зменшується приблизно на 20 дБ на декаду, тобто Кпп.u може бути близько 20-30 дБ при частотах 100-250 кГц. Це означає, що допустимі значення ВЧ-пульсацій напруги живлення, наприклад АЦП, не повинні перевищувати 3-5 мВ п-п для 12-розрядного АЦП і 1-2 мВ п-п - для 14-розрядного АЦП.

Короткий огляд джерел вторинного електроживлення для високочутливої ​​апаратури

Розглянемо коротко ІВЕ, що застосовуються для харчування високочутливої ​​апаратури. Досить часто для харчування таких пристроїв фахівці використовують низькочастотні (50/60 Гц) малопотужні трансформаторні джерела з лінійними стабілізаторами напруги. Такі джерела без особливих труднощів забезпечують величину низькочастотних пульсацій порядку 3-10 мВ п-п. При необхідності, вибираючи мікросхеми прецизійних стабілізаторів напруги або декілька ускладнюючи обрамлення стандартних мікросхем стабілізаторів, можна досягти величини пульсацій порядку 0,1-1 мВ п-п. Відзначимо, що в таких джерелах принципово відсутні ВЧ-пульсації і перешкоди.

Основні недоліки трансформаторних джерел живлення з лінійними стабілізаторами добре відомі, це: а) низький ККД; б) низька величина питомих масо-габаритних показників.

Навіть при використанні діодів Шотткі і мікросхем стабілізаторів з малим падінням напруги між входом і виходом (Low Drop Out - LDO) ККД джерел становить не більше: 45-48% - при вихідній напрузі U вих = 5 В і 54-58% - для U вих = 15 В. Зазначені значення ККД наведені за умови, що напруга живлення мережі змінного струму змінюється в межах 187-242 в еф, тобто -15%, + 10%. Якщо ж потрібно забезпечити працездатність трансформаторних джерел при зміні напруги мережі в більш широких межах, наприклад 176-264 В еф (± 20%), то ККД помітно падає, а масогабаритні показники значно погіршуються. Застосування підвищеної мережевої частоти електроживлення (400, 500, 1000 Гц), що характерно для рухливих об'єктів спеціального призначення (авіація, флот та ін.), Дозволяє поліпшити питомі масо-габаритні показники джерел не більше ніж в 1,3-1,6 рази .

Використання в згаданих цілях імпульсних ІВЕ дозволяє кардинально вирішити проблеми істотного підвищення ККД (до 75-86%) і суттєвого підвищення (в 5-10) разів питомих масо-габаритних показників. У той же час велика величина ВЧ-пульсацій і перешкод перешкоджає більш широкому використанню ІВЕ в прецизійної апаратури. Справді, в типових моделях імпульсних ІВЕ стандартне значення рівня пульсацій і перешкод, що вимірюється від піку до піку (мВ п-п), зазвичай не краще 1%, тобто 50 мВ п-п (при U вих = +5 В), 120 мВ п-п (для U вих = ± 12 В) і 150 мВ п-п (для U вих = ± 15 В) [1-4]. У деяких моделях імпульсних двохканальних ІВЕ, наприклад PD1212 фірми Fran Mar [5] і NMUD1515 фірми Newport [5], це значення зменшено до 0,4-0,5%, тобто до 50 мВ п-п - для ± 12 В і до 75 мВ п-п - для ± 15 В.

Підкреслимо, що для джерел живлення фірми Astec [3] при цьому обумовлюються такі умови вимірювання величини пульсацій: смуга пропускання осцилографа - 20 МГц, паралельно навантаженні повинні бути підключені високочастотний електролітичний конденсатор ємністю 10 мкФі керамічна - 0,1 мкф. В деякій спецапаратури (телекомунікаційна, високочутлива апаратура пересувних об'єктів і т. П.) Використовується розподілена система електроживлення, в якій напруга + (24) 27 В, отримане від мережі змінного струму за допомогою AC / DC-перетворювача, є основним (магістральними). Необхідні напруги +5, ± 5, ± 12, ± 15 В утворюються за допомогою DC / DC-перетворювачів, в яких рівень пульсацій може бути вже 0,1-0,3%.

Таким чином, актуальною стає завдання проектування і випуску імпульсних джерел з низьким рівнем пульсацій і електромагнітних завад.

Особливості проектування імпульсних джерел живлення з низьким рівнем пульсацій і перешкод

У відомих роботах [6, 7] в основному розглянуті загальні питання електромагнітної сумісності (ЕМС) і проблеми її забезпечення для імпульсних ІВЕ. Зокрема, описані: причини виникнення, види та шляхи поширення перешкод в імпульсних ІВЕ, методи і рекомендації щодо зменшення перешкод на вході і на виході до стандартних значень. При цьому робота [6], присвячена в основному проблемам проектування потужних імпульсних ІВЕ для ЕОМ серії ЄС ЕОМ, що не втратила свого значення в аспекті забезпечення ЕМС і в наш час. В роботі [7] більш детально викладається проблематика забезпечення ЕМС імпульсних ІВЕ: характер і особливості виникнення перешкод у компонентах (активних, пасивних) перетворювачів, раціональний вибір і розрахунок мережевих фільтрів перешкод, вибір необхідних компонентів фільтрів, оптимізація характеристик фільтрів, рекомендації щодо раціонального заземлення. Розглянуто методи, апаратура і особливості вимірювання перешкод (кондуктивних і випромінюванням). У той же час в зазначених роботах не розглянуті конкретні особливості побудови імпульсних ІВЕ з низьким рівнем ВЧ-пульсацій і перешкод на виході. В роботі авторів [8] показано, що для мінімізації рівня вихідних ВЧ-пульсацій і перешкод в імпульсних ІВЕ в структурному плані найбільш переважними є:

1. Однотактний перетворювачі напруги (ОПН) - внаслідок простоти схемної конфігурації, простоти сполучення силовий і керуючої частин перетворювача, а головне - принципової відсутності явища наскрізних струмів.
2. Серед однотактний перетворювачів забезпечити мінімум перешкод легше в прямоходових перетворювачах (ОПН-П) з розмагнічуючою обмоткою або типу «косого» моста внаслідок наступних чинників:
   1. менша величина паразитних параметрів (індуктивності Ls, ємності Cs) в силовому трансформаторі, оскільки він виконує функцію тільки трансформатора, а не трансформатора-дроселя, як в обратноходового перетворювачі ОПН-О;
   2. незалежність вибору індуктивності вхідного дроселя в вихідному фільтрі завдяки зауваженням (а).
3. У прямоходових перетворювачах найменшу величину комутаційних перешкод, зокрема несиметричного виду, мають квазірезонансного перетворювачі (КвРП), у яких перемикання силових ключів відбувається при нульовому струмі.
4. Двотактні схеми перетворювачів (полумостового, мостові) відрізняються більшою складністю і, незважаючи на деякі переваги (наприклад, подвоєна частота пульсацій на виході), мають такі суттєві недоліки, як принципове наявність можливості наскрізних струмів через силові ключі при їх перемиканні. При протіканні наскрізних струмів утворюються кондуктивні завади великої інтенсивності, не кажучи вже про збільшення динамічних втрат потужності (тобто зниження ККД). Серйозні труднощі представляє і явище подмагничивания силового трансформатора при роботі на LC-фільтр, який також може призводити до збільшення динамічних втрат і рівня перешкод. (Головна причина цього явища - наявність індуктивності розсіювання Ls силового трансформатора).

У зазначеній роботі [8] в загальному вигляді наведено алгоритм проектування імпульсних ІВЕ з мережевим входом (AC / DC-перетворювачів) з поліпшеними показниками ЕМС. Розглянуто електромагнітні процеси в перетворювачах і їх компонентах, що призводять до генерації перешкод. Крім того, описані особливості високочастотного силового трансформатора та надано рекомендації щодо його конструктивного виконання, в тому числі для мінімізації паразитних параметрів (індуктивності Ls, власної ємності обмоток Csi, ємності між обмотками Csij). Таким чином, при проектуванні імпульсних ІВЕ з низьким рівнем ВЧ-пульсацій і перешкод раціонально вибирати для них однотактний перетворювачі напруги ОПН-П або ОПН-О.

У цій статті автори більш повно наводять конкретні особливості проектування малопотужних (до 50 Вт) імпульсних ІВЕ з низьким рівнем ВЧ-пульсацій і перешкод. Такі ІВЕ придатні для електроживлення високочутливої ​​апаратури. Але попередньо зробимо кілька зауважень. В цілому при проектуванні імпульсних ІВЕ (AC / DC-перетворювачів) з поліпшеними показниками ЕМС необхідно:

• розробити оптимальну вхідний пристрій на стороні мережі змінного струму, що здійснює зменшення пускових струмів, обмеження імпульсних перенапруг і ефективне придушення кондуктивних ВЧ-перешкод (коефіцієнт придушення 40-80 дБ в смузі частот від 0,15 до 30 МГц) як з боку мережі, так і назад в мережу - з боку ІВЕ;
• вибрати раціональну структуру перетворювача - ОПН-П або ОПН-О з ШІМ- управлінням або квазірезонансного перетворювача з ЧИМ-управлінням, яка забезпечувала б можливість мінімізації внутрішніх комутаційних перешкод, але, головне, вихідних ВЧ-пульсацій і перешкод;
• оптимально вибрати силові транзистори для перетворювача напруги, здатні ефективно працювати на високій частоті перетворення (100-250 кГц) з забезпеченням безпечних режимів їх перемикання з мінімізацією виникають при перемиканні імпульсних перенапруг (викидів, «годуючи»);
• вибрати по швидкодії фіксують (рекуперірует) діоди, які відводять в кожному циклі (періоді) енергію намагнічування силового ВЧ-трансформатора в ланцюг харчування (+300 В) з метою уникнення можливих перенапруг;
• розрахувати фіксують ланцюга RCVD-ланцюга (snabber і clamper) для силового ключа - в разі використання перетворювача сШІМ-управлінням; при цьому snabber уповільнює швидкість наростання напруги на ключі, а clamper фіксує напругу в цій же точці схеми щодо потенціалу харчування (+300 В) і забезпечує розмагнічування сердечника силового трансформатора [9];
• провести розрахунок силового ВЧ-трансформатора з оцінкою його паразитних параметрів (Ls, Csi, Csij) з вибором конструктивних заходів по секционированию обмоток, установці (намотування) екранів і т. д .;
• вибрати швидкодіючі випрямні діоди відповідно високій частоті перетворення;
• оптимізувати вихідний фільтр в низьковольтному вихідному випрямлячі для забезпечення необхідної величини ВЧ-пульсацій і перешкод (необхідного коефіцієнта згладжування / придушення);
• розробити оптимальні конструктивні рішення (компоновка, електромонтаж та екранування), щоб звести до необхідного мінімуму перешкоди через взаємного впливу вхідних / вихідних ланцюгів, а також вихідних ланцюгів між собою [11, 12].

В даний час для малопотужних AC / DC-перетворювачів в якості коректора коефіцієнта потужності (ККП / PFC) зазвичай використовується пасивний ККМ. При потужності в кілька ват це може бути послідовний резистор у вхідному пристрої, при більшій потужності - спеціальний дросель (індуктивність не менше 10 мГн), що включається відразу після мережевого фільтра. В якості силових ключів зазвичай використовуються польові транзистори з ізольованим затвором (МОПТ або MOSFET) з максимальною напругою (UDSS) не менше 800 В, що володіють найкращими параметрами при перемиканні (RDSon, Ciss, tdon, tr / tf і ін.). Низьковольтні випрямні діоди при перемиканні генерують широкий спектр перешкод значної інтенсивності, пов'язаних насамперед з процесом відновлення зворотного опору діодів. Основні контрольовані показники при відновленні зворотного опору діода - це час відновлення trr і «м'якість» характеристики відновлення. Тому в зазначених цілях перевагу заслуговують діоди Шотткі, що мають мале падіння напруги в прямому стані (UF = 0,35-0,9 B) і високу швидкодію (trr = 35-100 нс). Однак у діодів Шотткі при їх відключенні має місце неприємне явище: виникає високочастотний «дзвін» [10], для придушення (ослаблення) якого діоди повинні шунтуватися НЕ конденсаторами, а RдCд -ланцюг (RC -поглотітелямі).

Величина Cд повинна становити Cд = (3-10) × Сд 0, де Сд 0 - паспортне значення ємності діода. Величина поправочний коефіцієнт тим менше, чим більше власна ємність діода. Величина Rд визначається виходячи з часу відновлення діода і підбирається при макетування (налаштування) перетворювача при контролі рівня генеруються перешкод.

Оптимізація вихідного фільтра ВЧ-пульсацій і перешкод полягає у виборі його схеми в залежності від типу перетворювача, оптимального розрахунку фільтра і тип компонентів. Покажемо це стосовно до схем ОПН-П з ШІМ-керуванням. Необхідні відмінності для схем ОПН-П з ЧИМ-керуванням пояснимо при описі конкретної схеми квазірезонансного ПН. При розрахунку треба враховувати паразитні параметри дроселів і конденсаторів або використовувати їх частотні характеристики.

З досвіду авторів для одноланкового LC -фільтра на високій частоті (100-250 кГц) можна реально отримати величину коефіцієнта згладжування (придушення) ВЧ-пульсацій близько 40-50 дБ. У Дволанковий фільтрі друга ланка фільтра зазвичай має меншу в порівнянні з першою ланкою величину коефіцієнта згладжування по ВЧ-пульсаціям близько 20-30 дБ. Більшою мірою призначення другої ланки - придушити комутаційні перешкоди за рахунок застосування маловіткових дроселів з малої паразитної індуктивністю Ls і високочастотних конденсаторів (бажано танталових і керамічних). Такі конденсатори мають низьким імпеданс на високих частотах за рахунок малої величини еквівалентного послідовного опору ESR і еквівалентної послідовної ємності ESL. Таким чином, загальний коефіцієнт придушення ВЧ-пульсацій може скласти близько 60-80 дБ (1000-10 000).

Несиметричні кондуктивні завади ( «голки», «пічки») придушуються завдяки включенню на виході симетрувальних керамічних або прохідних конденсаторів невеликої ємності (В зв'язку з викладеним автори вважали, що для читача буде корисно ознайомитися з прикладом побудови ІВЕ з малими значеннями вихідних пульсацій і перешкод. причому слід зауважити, що в даному випадку не важливо, на яку потужність розрахований перетворювач, так як в основі отримання малих пульсацій на виході ІВЕ лежить вибір структури перетворювача квазірезонансного го типу. При цьому на всіх виходах ІВЕ практично повністю відсутні ВЧ-перешкоди ( «викиди»). Більш низькі значення пульсацій основної частоти перетворення можуть бути досягнуті застосуванням другої ланки ВЧ-фільтра, а також раціональним монтажем і застосуванням елементів екранування всього блоку живлення.

Імпульсний ІВЕ потужністю 15 Вт з малим рівнем пульсацій і перешкод на основі однотактного квазірезонансного перетворювача

В середині 1990-х років одним з авторів був розроблений імпульсний ІВЕ, призначений для живлення всіх вузлів і блоків нової телевізійної камери на ПЗС-матриці (ЦВТК). У розробці цього блоку брали участь відомі фахівці Простаков В. Г. та Кірєєв А. В. Один з варіантів цього ІВЕ повинен підключатися до мережі змінної напруги 220 В ± 15%, 50 Гц. Цей варіант імпульсного ІВЕ при потужності 15 Вт повинен був мати чотири вихідних каналу з наступними параметрами:

1. Канал 1 (Uвих1): Uвих1 = +5 В / струм навантаження I н 1 = (1-1,5) А / нестабільність ≤ ± 0,1 В (2%) / пульсації Uвих1 ~ = 0,05 В пік-пік (розмах або скорочено У п-п);
2. Канал 2 (Uвих2): Uвих2 = +12 В / I н 2 = (0,2-0,3) А / нестабільність ≤ ± 0,1 В (0,8%) / пульсації Uвих2 ~ = 15мВ п-п;
3. Канал 3 (Uвих3): Uвих3 = -12 В / I н 3 = (0,06-0,12) А / нестабільність ≤ ± 0,1 В (0,8%) / пульсації Uвих3 ~ = 15 мВ п-п ;
4. Канал 4 (Uвих4): Uвих4 = 25 В / I н 4 = (0,06-0,12) А / нестабільність ≤ ± 0,7 В (2,8%) / пульсації Uвих4 ~ = 15 мВ п-п.

Основна особливість джерела живлення полягає в тому, щоб забезпечити низький рівень пульсацій вихідної напруги для каналів 2, 3, 4 (Uвих2, Uвих3, Uвих4), які повинні бути не більше 15 мВ п-п (розмах) в смузі частот до 20 МГц. У відносних одиницях для напруги 12 В амплітуда змінної складової не повинна перевищувати ≈ 0,06% вихідної напруги. Так як джерело живлення камери ЦВТК на початковій стадії розробки призначався для проведення дослідницьких робіт з метою визначення граничних параметрів (по чутливості) нової телевізійної камери, в ньому повинна бути передбачена можливість регулювання напруги Uвих2, Uвих3 в межах (9-12) В.

При розробці цього джерела живлення на першому етапі проектування було прийнято рішення застосувати в якості основного схемного рішення для отримання необхідних пульсацій вихідної напруги однотактний прямоходовой квазірезонансний перетворювач напруги (КвРП) за структурою прямоходового перетворення. Цей тип перетворювачів має найменший рівень імпульсних перешкод, що передаються на вихідні канали, що живлять найбільш чутливі функціональні вузли споживача [13].

З цією метою структура блоку живлення була розбита на два окремих перетворювача. Перший (позначимо його КвРП-1) формує вихідну напругу першого каналу: +5 В, а другий (КвРП-2) - багатоканальний і формує вихідні напруги для інших каналів джерела - відповідно +12, -12 і +25 В.

Спрощена електрична схема блоку живлення наведена на рис. 1.

Як видно з малюнка, вхідний напруга мережі надходить на роз'єм X1, «~ 220 В» ( «L» - Line, або фаза) і «~ 220 В» ( «N» - нейтраль). На цьому ж роз'ємі є клема заземлення ( «⊥»). Далі це напруга через пусковий струмообмежувальним терморезистор R1, бруківці мережевий випрямляч (СВ) і помехоподавляющий фільтр (конденсатори C1, C2 і дросель L1) подається на вхідний ємнісний фільтр на конденсаторі C3. З цього конденсатора напруга +300 В подається на входи перетворювачів КвРП-1 і КвРП-2. Напруга +300 В через резистор R2 надходить на перший квазірезонансний перетворювач на силовому транзисторі VT1 і силовому трансформаторі Т1. Основна силова вторинна обмотка Т1 через резонансний дросель L2 і діод D1.1 з'єднана з резонансним конденсатором C6, паралельно якому включений коммутирующий (нульовий) діод D1.2. Вихідний згладжує фільтр каналу «Uвих1» утворений дроселем L4 і конденсатором C3. На вихідних клемах роз'єму X2.1 встановлені помехоподавляющие керамічні конденсатори C10 і C11, загальна точка яких з'єднана з клемою «⊥». У завдання КвРП-1 входить також формування допоміжного джерела живлення «UДіп» для живлення схеми управління КвРП-2.

UДіп формується таким чином. Напруга вторинної обмотки Т1 через резонансний дросель L3 і діод VD5 надходить на резонансний конденсатор C8, паралельно якому включений діод VD6, а в якості фільтра використані дросель L5 і конденсатор C8.1. Силовий транзистор VT1 управляється від модуля управління УУ1, який включає модулятор імпульсів ЧИМ, формувач імпульсу управління з трансформаторним (Т2) виходом. Ширина цього імпульсу дорівнює тривалості напівхвилі резонансного струму (Тр / 2), яка визначається наступним чином:

Зрозуміло, періоди (Тр) резонансної частоти для каналів Uвих1 і UДіп повинні бути рівними. Слід зазначити, що в певному сенсі КвРП-1 по відношенню до схеми КвРП-2 є провідним. У зв'язку з цим в схемі УУ1 передбачений вузол, який забезпечує запуск силової частини КвРП-1 з рівня вхідного напруги 120 В 50 Гц. На цей вузол стартового запуску через резистор R8 надходить випрямлена напруга +300 В. Таким чином, на схему веденого перетворювача КвРП-2 надходить допоміжна напруга UДіп, яке забезпечує електроживлення УУ2, випереджаюче за часом силове напруга +300 В, що дозволяє значно спростити його систему управління.

Ланцюг зворотного зв'язку каналу «Uвих1» складається з підсилювача УОС1, з виходу якого через пристрій гальванічної розв'язки УГР1 (транзисторний оптрон) сигнал Uос1 подається на вхід модулятора імпульсів ЧИМ, що входить в УУ1 МУ1. Допоміжне харчування схеми управління УУ1 МУ1 після процесу запуску КвРП-1 здійснюється від схеми, підключеної до допоміжної обмотці трансформатора Т1. Схема виконана за структурою прямого перетворювача з RC-фільтр на елементах VD3, R4, C7, R7.

Силова частина КвРП-2 побудована аналогічно структурі КвРП-1. Напруга +300 В надходить через силовий трансформатор Т4 на силовий транзистор VT2. Імпульсна напруга з трьох вторинних обмоток Т4 надходить на вхідні кола трьох однотактний випрямлячів, на виходах яких формуються постійні напруги каналів «Uвих2», «Uвих3» і «Uвих4» відповідно. Причому в кожному з каналів спочатку утворюється три постійних напруги попередньої системи стабілізації, позначені на схемі як Uвх2, Uвх3 і Uвх4. Оскільки канали «Uвих2» і «Uвих3» повинні мати регулювання вихідної напруги, для отримання стабільного напруги на вихідних роз'ємах X2.2, X2.3, X2.4 в ланцюзі всіх трьох каналів включені вузли лінійних стабілізаторів ЛСН1, ЛСН2, ЛСН3 відповідно. Зрозуміло, періоди резонансної частоти (Тр) для всіх каналів повинні бути рівними, що визначається вибором параметрів резонансних елементів (Lр, Cр): L6, C15; L7, C17; L8, C14 для каналів «Uвих2», «Uвих3» і «Uвих4» відповідно.

Зворотній зв'язок попередньої системи стабілізації КвРП-2 взята з напруги Uвх2. Підсилювач сигналу зворотного зв'язку УОС2 отримує уставку опорного напруги Uоп у вигляді алгебраїчної суми двох напруг на стабілітроні VD16 та напруги на резисторі R12, яке пропорційно току навантаження каналу Uвих2. Сигнал виходу УОС2 через УГР2 надходить як Uос2 на вхід модулятора імпульсів ЧИМ, що входить в УУ2. У УУ2 також є формувач імпульсів управління з трансформаторним (Т3) виходом, який видає включають імпульси для базової ланцюга силового транзистора VT2.

Необхідно звернути увагу на деякі особливості розробки багатоканального перетворювача квазірезонансного типу. На етапі проектування розроблена спеціальна методика інженерного розрахунку параметрів перехресної нестабільності напруг Uвх2, Uвх3 і Uвх4 каналів, завдяки якій було визначено канал формування сигналу зворотного зв'язку. Крім того, це дозволило розрахунковим шляхом визначити оптимальні коефіцієнти трансформації вторинних обмоток силового трансформатора КвРП-2. В результаті використання цієї методики було доведено, що деяке погіршення нестабільності (до 4%) попереднього напруження Uвх2 дозволяє значно поліпшити перехресну нестабільність напруг Uвх3 і Uвх4 інших каналів. Тому в сигнал Uоп була введена складова, яка пропорційна струму навантаження стабилизируемого каналу Uвх2. З метою запобігання надмірного збільшення напруги Uвх4, що виникає при скиданні струму навантаження в цьому каналі, була введена ланцюг автоматичної ( «гнучкою») подгрузки каналу. Ланцюг виконана у вигляді баластного резистора R13, малопотужного транзистора VT3, який відкривається за допомогою стабілітрона VD17 і обмежувального резистора R15.

У відповідності зі схемою (рис. 1) розроблена робоча документація на джерело вторинного живлення (ІВЕ-220 / + 5 / ± 12/25), по якій був виготовлений дослідний зразок та проведено комплексні випробування при роботі блоку на цифрову телевізійну камеру.

Наведемо деякі типи з основних використаних в блоці компонентів:

• силові транзистори VT1, VT2 - типу КТ859А;
• силові трансформатори Т1, Т4 виконані на феррите М1500НМ3 (К16 × 8 × 6) × 2 і працюють на основній частоті 150 кГц;
• резонансний конденсатор C6 - керамічний, типу К10-47-100 В ± 5% -МП0;
• резонансні конденсатори C8, C14, C15, C17 - полістирольні, типу К71-7-250В-ххх - ± 1%;
• резонансні дроселі L2, L3, L6, L7, L8 - високочастотні, типу ДМ-3-хх, ДМ-2,4-хх;
• випрямні діоди D1.1, D1.2 - діодний збірка, типу КД238ВС;
• випрямні діоди VD10-VD15 - епітаксійних-планарні діоди типу 2Д237Б.

Як лінійних стабілізаторів напруги ЛСН1-ЛСН3 використані інтегральні стабілізатори типу КРЕН8А, КРЕН8В у відповідному включенні.

Аналіз спільних випробувань дослідного зразка блоку живлення при роботі на реальне навантаження показав, що зразок блоку ІВЕ-220 / + 5 / ± 12/25 повністю відповідає вимогам технічного завдання. Зокрема, при всіх змінах мережевої напруги і струмів навантаження каналів отримані наступні результати:

• канал Uвих1 (+5 В): нестабільність ≤ ± 0,06 В, пульсації Uвих1 ~ = 40 мВ п-п;
• канал Uвих2 (+12 В): нестабільність ≤ ± 0,02 В, пульсації Uвих2 ~ = 8 мВ п-п;
• канал Uвих3 (-12 В): нестабільність ≤ ± 0,06 В, пульсації Uвих3 ~ = 12 мВ п-п;
• канал Uвих4 (25 В): нестабільність ≤ ± 0,4 В, пульсації Uвих4 ~ = 14 мВ п-п.

Крім того, в процесі випробувань установ- лено, що при відстані (10-20) мм між телевізійною камерою і блоком живлення збільшуються пульсації (наведення по ефіру, в основному низької частоти - 100 Гц).

Таким чином, при роботі телевізійної камери поблизу блоку живлення потрібно його ефективне екранування. Тому розглянемо питання екранування ІВЕ докладніше, так як для багатьох високочутливих до електромагнітних завад функціональних приладів екранування є необхідним елементом в конструкції блоку живлення.

Екранування імпульсних джерел живлення

Ефективність дії екранів, призначених для ослаблення дії ВЧ-перешкод на функціональні пристрої, розташовані поруч з мережевим імпульсним джерелом живлення, визначимо як зменшення екраном величини напруженості магнітного і / або електричного полів. Ефективністю екранування (Е) називається відношення величини напруженості електричного (Eел) і магнітного (Hм) полів в екраніруемого просторі при відсутності і наявності екрану [14]:

де Eел і Hм - напруженості падаючої хвилі, а E'ел і H'ел - напруженості пройшла хвилі безпосередньо на виході екрану. У радіоелектроніки ефективність екранування (Ке) висловлюють в децибелах (дБ).

Для електромагнітної хвилі, падаючої на металеву поверхню екрану, існують два види втрат. Хвиля частково відбивається від поверхні, а заломлена хвиля у міру поширення в середовищі послаблюється (втрати на поглинання).

Загальна ефективність екранування матеріалу дорівнює сумі втрат на поглинання Кпогл і втрат на відбиття Котре за умови зневаги явищем багаторазового відбиття в тонких екранах.

При проходженні електромагнітної хвилі в середовищі її амплітуда зменшується експоненціально. В результаті цього струми, індуковані в середовищі, викликають втрати, в результаті відбувається нагрів речовини екрана. Відстань, яку хвиля повинна пройти до того, як буде ослаблена в «e» (≈ 2,72) разів, тобто до 37% свого початкового значення, характеризується глибиною проникнення або глибиною скін-шару (Δ f).

Глибину скін-шару в міліметрах можна визначити як:

де F - частота хвилі; μ - відносна магнітна проникність; σотн - відносна питома провідність, рівна σмат / σмеді, (в чисельнику - питома провідність матеріалу екрану, а в знаменнику - питома провідність міді).

У таблиці 1 наведені дані для глибини проникнення (глибини скін-шару) Δ f деяких матеріалів, які застосовуються для екранів.

10-4 8,5 6,6 0,66 10-3 2,7 2,1 0,203 10-2 0,84 0,66 0,076 10-1 0,28 0,203 0,02 I 0,076 0,073 0,0076 10 0,025 0,02 0,002

Втрати на поглинання в дБ визначимо за формулою [15]:

де hе - товщина екрана в мм.

Значення відносної питомої провідності і відносної магнітної проникності різних матеріалів наведені в таблиці 2.

Срібло 1,05 1 Мідь відпалена 1,0 1 Алюміній 0,61 1 Латунь 0,26 1 Нікель 0,2 1 Олово 0,15 1 Сталь 0,1 1000 Сталь нержавіюча 0,02 500

Аналіз виразу (5) для сталевих, мідних і алюмінієвих екранів дає наступні значення Кпогл при товщині екрану 0,25 мм (таблиця 3).

0,5 231,5 23,15 18,1 1,0 327,5 32,75 25,6 10 1035,5 103,55 81 100 3275 327,5 255,8

Втрати на відбиття електричного поля Котр.ел знайдемо за формулою [15]:

де | Zе | - модуль повного опору екрану, який вираховується, в свою чергу, за формулою:

а r - відстань від джерела перешкод до екрану, м.

У свою чергу, втрати на відбиття магнітного поля по [15] визначаються відповідно до вираження:

Аналіз виразів (6) і (7) для малогабаритних високочастотних ІВЕ, в яких відстань від екрану, виконаного з різних металів, до джерел електромагнітних завад досить мало (наприклад, r = 7 мм), дає наступні значення Котр.ел і Котр.м (таблиця 4).

Таблиця 4
Частота F, МГцКотре ел, дБКотре м, дБмідьалюмінійстальмідьалюмінійсталь

0,5 193,9 191,7 150,9 28,5 26,3 - 1,0 184,8 182 144,8 31,5 19,4 - 10 154,9 152 114,9 41,5 39,4 1,5 100 124,8 122,7 84,8 51,5 39,4 11,5

На закінчення відзначимо, що електричне і магнітне поле екранується одними і тими ж конструкціями, але діють вони по-різному. Струми, що протікають по екрану під впливом магнітного поля, значно перевершують струми, які спостерігаються при екранування електричного поля. Пояснюється це тим, що струми, які збуджуються магнітним полем, протікають в короткому замкнутому поверхневому шарі тіла самого екрану, опір якого невелика. У той же час в ланцюг струму, що протікає при електричному екранування, завжди включено великий опір паразитної ємності між екраніруемого точкою і екраном.

Важливе зауваження: малі отвори майже не погіршують якість екрану, так як магнітне поле, що виходить з малого отвору, може бути виявлено, але тільки поблизу отвори. Для всіх високих частот, починаючи з 0,1 МГц, екран з будь-якого застосовуваного металу товщиною 0,5-1,5 мм діє досить ефективно. У зв'язку з цим при виборі матеріалу екрану необхідно керуватися міркуваннями механічної міцності, стійкості проти корозії, зручності пайки і т. П.

література

1. Джерела електроживлення 2006, «Александер Електрик». Інформаційний диск. www.aeip.ru
2. Проспект фірми НВП «ПІК», 2007. www.npppik.ru
3. Catalog ASTEC. 2006, Edition 7. Power Solutions. www.astec.com
4. www.artesyn.com
5. www.farnellinone.com
6. Мкртчян Ж. Основи побудови пристроїв електроживлення ЕОМ. М .: Радио и связь, 1990..
7. Векслер Г., Недоліків В., Пилинський В. та ін. Придушення електромагнітних завад в ланцюгах електроживлення. К .: Техніка, 1990..
8. Ланцов В., Ераносян С. Електромагнітна з- місткість імпульсних джерел живлення: проблеми та шляхи їх вирішення. Частина 3 // Силова електроніка. 2007. № 2.
9. Ланцов В., Ераносян С. Імпульсні джерела вторинного електроживлення з універсальним входом // Сучасна електроніка. 2007. № 7.
10. Барнс Дж. Електронне конструювання: методи боротьби з перешкодами / Пер. з англ. М .: Світ, 1990..
11. Ераносян С. Мережеві блоки живлення з високочастотними перетворювачами. Л .: Вища школа, 1991.
12. Дмитрієв С. Як знизити шуми DC / DC-перетворювачів C & D Technologies, потужністю 10-25 Вт // Компоненти та технології. 2004. № 4.
13. Ланцов В., Ераносян С. Електромагнітна сумісність імпульсних джерел живлення: проблеми та шляхи їх вирішення. Частина 1 // Силова електроніка. 2006. № 4.
14. Волін М. Л. Паразитні процеси в радіоелектронній апаратурі. М .: Радио и связь, 1981.
15. Отт Г. Методи придушення шумів і перешкод в електронних системах. М .: Мир, 1979.

Завантажити статтю в форматі PDF